运算放大器的实际注意事项

与“理想”模型相比，真正的运算放大器存在一些缺陷。真正的设备偏离了完美的差分放大器。一减一可能不是零。它可能有一个偏移量，如未归零的模拟仪表。输入可能会汲取电流。这些特性可能会随着时间和温度而漂移。在高频下增益可能会降低，并且相位可能会从输入移到输出。这些缺陷在某些应用程序中可能不会引起明显的错误，而在其他应用程序中可能会导致不可接受的错误。在某些情况下，这些误差可以得到补偿。有时需要更高质量、更高成本的设备。

共模增益

如前所述，理想的差分放大器仅放大电压差 在它的两个输入之间。如果差分放大器的两个输入端短路在一起（从而确保它们之间的电位差为零），那么对于这两个短路输入端和地之间施加的任何电压量，输出电压都不应该发生变化：

任一输入端和地之间的公共电压，如本例中的“Vcommon-mode”，称为共模电压 .当我们改变这个公共电压时，完美的差分放大器的输出电压应该保持绝对稳定（对于共模输入的任何任意变化，输出都不会发生变化）。这转化为共模电压增益 的零。

运算放大器是具有高差分增益的差分放大器，理想情况下也应具有零共模增益。然而，在现实生活中，这并不容易实现。因此，共模电压总会对运算放大器的输出电压产生一定的影响。

在这方面，实际运算放大器的性能最常根据其差分电压增益（放大两个输入电压之间的差异的程度）与其共模电压增益（放大共模电压的程度）来衡量电压）。前者与后者的比值称为共模抑制比 ，缩写为CMRR：

具有零共模增益的理想运算放大器将具有无限的 CMRR。真正的运算放大器具有高 CMRR，无处不在的 741 具有大约 70 dB 的值，就比率而言，它的计算结果略高于 3,000。

由于典型运算放大器的共模抑制比非常高，因此在运算放大器与负反馈一起使用的电路中，共模增益通常不是一个大问题。如果放大器电路的共模输入电压突然变化，从而由于共模增益而产生相应的输出变化，则该输出变化将很快被校正为负反馈和差分增益（很多 大于共模增益）使系统恢复平衡。果然，输出中可能会看到变化，但它会比您预期的要小得多。

不过，要记住的一个考虑因素是差分运算放大器电路（例如仪表放大器）中的共模增益。在运算放大器的密封封装和极高的差分增益之外，我们可能会发现电阻值不平衡引入了共模增益。为了证明这一点，我们将在输入短路（无差分电压）的仪表放大器上运行 SPICE 分析，施加共模电压以查看会发生什么。首先，我们将运行分析，显示完美平衡电路的输出电压。随着共模电压的变化，我们应该不会看到输出电压的变化：

仪表放大器 v1 1 0 rin1 1 0 9e12 rjump 1 4 1e-12 rin2 4 0 9e12 e1 3 0 1 2 999k e2 6 0 4 5 999k e3 9 0 8 7 909k r 1 r 2 r 1 r 2 5 10k r2 5 6 10k r3 3 7 10k r4 7 9 10k r5 6 8 10k r6 8 0 10k .dc v1 0 10 1 .print dc v(9) .end 

v1 v(9) 0.000E+00 0.000E+00 1.000E+00 1.355E-16 2.000E+00 2.710E-16 3.000E+00 0.000E+00 如您所见，输出电压9) 对于从 0 6.000E+00 0.000E+00 到 10 伏的共模 5.000E+00 0.000E+00 输入电压 (v1)，4.000E+00 5.421E-16 几乎没有变化。 7.000E+00 0.000E+00 8.000E+00 1.084E-15 9.000E+00 -1.084E-15 1.000E+01 0.000E+00 

除了非常小的偏差（实际上是由于 SPICE 的怪癖而不是电路的实际行为），输出保持稳定，应该是：在 0 伏，输入电压差为零。然而，让我们在电路中引入一个电阻不平衡，将 R5 的值从 10,000 Ω 增加到 10,500 Ω，看看会发生什么（为简洁起见，网表已被省略——唯一改变的是 R5 的值）：

v1 v(9) 0.000E+00 0.000E+00 1.000E+00 -2.439E-02 2.000E+00 -4.878E-02 3.000E+00 -7.317E-02 这次我们看到了一个显着的变化4.000E+00 -9.756E-02（从 0 到 0.2439 伏）输出电压 5.000E+00 -1.220E-01 作为共模输入电压从 0 到 10 伏扫描 6.000E+00 -1.463E-01就像以前一样。 7.000E+00 -1.707E-01 8.000E+00 -1.951E-01 9.000E+00 -2.195E-01 1.000E+01 -2.439E-01 

我们的输入电压差仍然为零伏，但随着共模电压的变化，输出电压会发生显着变化。这表明存在共模增益，这是我们试图避免的。更重要的是，它是我们自己制造的共模增益，与运算放大器本身的缺陷无关。由于具有缓和的差分增益（在该特定电路中实际上等于 3）并且电路外没有负反馈，因此该共模增益在仪器信号应用中将不受控制。

只有一种方法可以校正此共模增益，即平衡所有电阻值。当用分立元件设计仪表放大器时（而不是购买一个集成封装的仪表放大器），明智的做法是提供一些方法对连接到最终运算放大器的四个电阻中的至少一个进行微调，以便能够“修剪掉”任何此类共模增益。提供“微调”电阻网络的方法还有额外的好处。假设所有电阻值都与它们应该的完全一样，但由于其中一个运算放大器的缺陷而存在共模增益。通过调整条款，可以调整电阻以补偿这种不需要的增益。

一些运算放大器模型的一个怪癖是输出闩锁 ，通常是由于共模输入电压超出允许范围造成的。如果共模电压超出制造商规定的限制，输出可能会突然“锁定”在高模式（在全输出电压下饱和）。在 JFET 输入运算放大器中，如果共模输入电压太接近负电源轨电压，则可能会发生闩锁。例如，在 TL082 运算放大器上，当共模输入电压与负电源轨电压相差约 0.7 伏时，就会发生这种情况。这种情况很容易出现在单电源电路中，电源负轨接地（0伏），输入信号自由摆动到0伏。

闩锁也可能由共模输入电压超过触发 电源轨电压，负或正。通常，即使有问题的运算放大器具有闩锁保护（741和 1458 运算放大器模型）。至少，运算放大器的行为可能变得不可预测。最坏的情况是，输入电压超过电源电压触发的闩锁可能对运算放大器造成破坏。

虽然这个问题似乎很容易避免，但它的可能性比您想象的要大。考虑上电期间运算放大器电路的情况。如果电路在之前接收到完整的输入信号电压 由于自身电源有足够的时间为滤波电容充电，共模输入电压很容易在短时间内超过电源轨电压。如果运算放大器从由不同电源提供的电路接收信号电压，而其自身的电源出现故障，则信号电压可能会无限期地超过电源轨电压！

失调电压

运算放大器性能的另一个实际问题是电压偏移 .也就是说，当两个输入端子短接在一起时，输出电压为零伏以外的其他值的影响。请记住，运算放大器首先是差分放大器：它们应该放大两个输入连接之间的电压差，仅此而已。当该输入电压差恰好为零伏时，我们（理想情况下）期望输出端的电压恰好为零伏。然而，在现实世界中，这种情况很少发生。即使所讨论的运算放大器的共模增益为零（无限 CMRR），当两个输入短接在一起时，输出电压也可能不会为零。这种与零的偏差称为偏移 .

一个完美的运算放大器将输出恰好为零伏特，其输入端都短路并接地。然而，大多数现成的运算放大器会将其输出驱动到饱和电平，无论是负值还是正值。在上面显示的示例中，由于该特定运算放大器的正饱和限制，输出电压在正 14.7 伏的值处饱和，仅略小于 +V（+15 伏）。由于此运算放大器中的偏移将输出驱动到完全饱和点，因此无法确定输出中存在多少电压偏移。如果+V/-V分离电源的电压足够高，谁知道，由于偏移的影响，输出可能会以一种方式或另一种方式达到数百伏！

为此，偏移电压通常用输入的等效量表示 产生这种效应的电压差。换句话说，我们想象运算放大器是完美的（没有任何偏移），并且一个小电压与一个输入串联施加，以迫使输出电压以一种方式或另一种方式远离零。由于运算放大器差分增益如此之高，“输入失调电压”的数字不必过多解释我们在输入短路时所看到的情况：

偏移电压往往会在任何运算放大器电路中引入轻微的误差。那么我们该如何弥补呢？与共模增益不同，制造商通常会做出一些规定来调整封装运算放大器的偏移。通常，运算放大器封装上的两个额外端子用于连接外部“微调”电位器。这些连接点被标记为offset null 并以这种一般方式使用：

在 741 和 3130 等单运算放大器上，偏移零点连接点是 8 引脚 DIP 封装上的引脚 1 和 5。其他型号的运算放大器可能具有位于不同引脚上的偏移零点连接，和/或需要微调电位器连接配置略有不同。一些运算放大器根本不提供偏移零引脚！详情请咨询制造商的规格。

偏置电流

运算放大器的输入具有极高的输入阻抗。也就是说，进入或离开运算放大器的两个输入信号连接的输入电流非常小。对于运算放大器电路分析的大多数目的，我们将它们视为根本不存在。我们分析电路，就好像进入或退出输入连接的电流绝对为零一样。然而，这幅田园诗般的画面并不完全真实。运算放大器，尤其是那些具有双极晶体管输入的运算放大器，必须有一定量的电流通过其输入连接，以便其内部电路正确偏置。这些电流在逻辑上被称为偏置电流 .在某些情况下，运算放大器偏置电流可能会出现问题。以下电路说明了这些问题条件之一：

乍一看，我们发现这个电路没有明显的问题。一个热电偶，产生一个与温度成正比的小电压（实际上，一个电压与差 当合金热电偶线与通向运算放大器的铜线连接时形成的测量结和“参考”结之间的温度）驱动运算放大器正或负。换句话说，这是一种比较器电路，比较末端热电偶结点和参考结点（靠近运算放大器）之间的温度。问题是这样的：由热电偶形成的导线环路没有为两个输入偏置电流提供路径，因为两个偏置电流都试图以相同的方式运行（进入运算放大器或离开运算放大器）。

为了使该电路正常工作，我们必须将其中一根输入线接地，从而为两条电流提供一条到（或从）地的路径：

不一定是一个明显的问题，但一个非常真实的问题！

输入偏置电流可能导致问题的另一种方式是降低电路电阻上不需要的电压。以这个电路为例：

我们期望电压跟随器电路（例如上面的电路）能够在输出端精确地再现输入电压。但是与输入电压源串联的电阻呢？如果有任何偏置电流通过同相 (+) 输入，它会使 Rin 两端的电压下降，从而使同相输入处的电压不等于实际 Vin 值。偏置电流通常在微安范围内，因此 Rin 两端的压降不会很大，除非 Rin 非常大。输入电阻 (Rin) 将 非常大的是 pH 探针电极，其中一个电极包含可渗透离子的玻璃屏障（一种非常差的导体，具有数百万 Ω 的电阻）。

如果我们实际上正在构建一个用于 pH 电极电压测量的运算放大器电路，我们可能希望使用 FET 或 MOSFET (IGFET) 输入运算放大器，而不是使用双极晶体管构建的运算放大器（以减少输入偏置电流）。但即便如此，可能残留的轻微偏置电流也会导致测量误差的发生，因此我们必须通过良好的设计找到一些方法来减轻它们。

这样做的一种方法是基于两个输入偏置电流相同的假设。实际上，它们通常接近于相同，它们之间的差异称为输入偏移电流 .如果它们相同，那么我们应该可以通过在另一个输入端串联插入等量的电阻来抵消输入电阻压降的影响，如下所示：

由于电路中增加了额外的电阻，即使两个输入电流之间存在一些偏移，输出电压也会比以前更接近 Vin。

对于反相和同相放大器电路，偏置电流补偿电阻与同相 (+) 输入串联，以补偿分压器网络中的偏置电流电压降：

在任何一种情况下，补偿电阻值都是通过计算 R1 和 R2 的并联电阻值来确定的。为什么值等于parallel 相当于 R1 和 R2？当使用叠加定理计算反相 (-) 输入的偏置电流将产生多少压降时，我们将偏置电流视为来自运算放大器内部的电流源，并将所有电压源短路（Vin 和 Vout）。这为偏置电流提供了两条平行路径（通过 R1 和通过 R2，均接地）。我们想要复制偏置电流对同相 (+) 输入的影响，因此我们选择与该输入串联插入的电阻值需要等于 R1 与 R2 并联。

刚学习构建运算放大器电路的学生偶尔会遇到一个相关问题，它是由缺乏与电源的公共接地连接引起的。这是势在必行的 为了适当的运算放大器功能，直流电源的某些端子与输入信号的“接地”连接共用。这为偏置电流、反馈电流和负载（输出）电流提供了完整的路径。以这个电路图为例，它显示了一个正确接地的电源：

此处，箭头表示电子流过电源电池的路径，既用于为运算放大器的内部电路（控制输出电压的内部“电位器”）供电，也用于为电阻器 R1 和 R2 的反馈回路供电。但是，假设要移除此“分离式”直流电源的接地连接。这样做的效果是深远的：

没有电子可以流入或流出运算放大器的输出端子，因为通向电源的路径是“死胡同”。因此，没有电子流过 R1 左侧的接地连接，也没有流过反馈回路。这有效地使运算放大器无用：它既不能通过反馈回路维持电流，也不能通过接地负载维持电流，因为电源的任何一点都没有连接到地。

偏置电流也会停止，因为它们依赖于通向电源并通过接地返回输入源的路径。下图显示了偏置电流（仅），因为它们通过运算放大器的输入端子，通过输入晶体管的基极端子，并最终通过电源端子并返回到地。

如果电源上没有接地参考，偏置电流将没有完整的电路路径，它们将停止。由于双极结型晶体管是电流控制器件，这也导致运算放大器的输入级无法使用，因为两个输入晶体管都将因完全缺乏基极电流而被迫截止。

评论：

• 运算放大器输入通常传导非常小的电流，称为偏置电流 ，需要正确偏置运算放大器电路内部的第一个晶体管放大器级。偏置电流很小（在微安范围内），但大到足以在某些应用中引起问题。
• 两个输入中的偏置电流必须 有流向电源“轨道”之一或接地的路径。仅仅有一条从一个输入端到另一个输入端的导电路径是不够的。
• 要消除由流过电阻的偏置电流引起的任何失调电压，只需添加一个与其他运算放大器输入串联的等效电阻（称为补偿电阻 ）。这种纠正措施基于两个输入偏置电流相等的假设。
• 运算放大器中偏置电流之间的任何不等式构成了所谓的输入失调电流 .
• 对于运算放大器的正常运行而言，电源的某个端子上必须有接地参考，以形成偏置电流、反馈电流和负载电流的完整路径。

漂移

作为半导体器件，运算放大器的行为会随着工作温度的变化而发生轻微变化。运算放大器性能随温度的任何变化都属于运算放大器漂移 .可以为偏置电流、偏移电压等指定漂移参数。有关任何特定运算放大器的详细信息，请参阅制造商的数据表。

为了最小化运算放大器的漂移，我们可以选择具有最小漂移的运算放大器，和/或我们可以尽最大努力保持工作温度尽可能稳定。后一操作可能涉及为容纳运算放大器的设备内部提供某种形式的温度控制。这并不像乍看起来那么奇怪。例如，实验室标准的精密电压参考发生器有时会使用“烤箱”来保持其敏感元件（如齐纳二极管）处于恒定温度。如果在通常的成本和灵活性因素之外需要极高的准确性，这可能是一个值得考虑的选项。

评论：

• 运算放大器是半导体器件，容易受到温度变化的影响。任何因温度变化而导致的放大器性能变化都称为漂移 .通过环境温度控制可以最大程度地减少漂移。

频率响应

凭借其令人难以置信的高差分电压增益，运算放大器是一种被称为反馈振荡现象的主要候选者 .当公共广播或其他麦克风放大器系统的音量（增益）调得太高时，您可能已经听到了等效的音频效果：声音波形“反馈”通过麦克风而产生的高音尖叫声再次被放大.运算放大器电路可以表现出同样的效果，反馈是电发生的，而不是听觉发生的。

A case example of this is seen in the 3130 op-amp, if it is connected as a voltage follower with the bare minimum of wiring connections (the two inputs, output, and the power supply connections). The output of this op-amp will self-oscillate due to its high gain, no matter what the input voltage. To combat this, a small compensation capacitor must be connected to two specially-provided terminals on the op-amp. The capacitor provides a high-impedance path for negative feedback to occur within the op-amp’s circuitry, thus decreasing the AC gain and inhibiting unwanted oscillations. If the op-amp is being used to amplify high-frequency signals, this compensation capacitor may not be needed, but it is absolutely essential for DC or low-frequency AC signal operation.

Some op-amps, such as the model 741, have a compensation capacitor built in to minimize the need for external components. This improved simplicity is not without a cost:due to that capacitor’s presence inside the op-amp, the negative feedback tends to get stronger as the operating frequency increases (that capacitor’s reactance decreases with higher frequencies). As a result, the op-amp’s differential voltage gain decreases as frequency goes up:it becomes a less effective amplifier at higher frequencies.

Op-amp manufacturers will publish the frequency response curves for their products. Since a sufficiently high differential gain is absolutely essential to good feedback operation in op-amp circuits, the gain/frequency response of an op-amp effectively limits its “bandwidth” of operation. The circuit designer must take this into account if good performance is to be maintained over the required range of signal frequencies.

评论：

• Due to capacitances within op-amps, their differential voltage gain tends to decrease as the input frequency increases. Frequency response curves for op-amps are available from the manufacturer.

Input to Output Phase Shift

In order to illustrate the phase shift from input to output of an operational amplifier (op-amp), the OPA227 was tested in our lab. The OPA227 was constructed in a typical non-inverting configuration (Figure below).

OPA227 Non-inverting stage

The circuit configuration calls for a signal gain of ≅34 V/V or ≅50 dB. The input excitation at Vsrc was set to 10 mVp, and three frequencies of interest:2.2 kHz, 22 kHz, and 220 MHz. The OPA227’s open loop gain and phase curve vs. frequency is shown in Figure below.

AV and Φ vs. Frequency plot

To help predict the closed loop phase shift from input to output, we can use the open loop gain and phase curve. Since the circuit configuration calls for a closed loop gain, or 1/β, of ≅50 dB, the closed loop gain curve intersects the open loop gain curve at approximately 22 kHz. After this intersection, the closed loop gain curve rolls off at the typical 20 dB/decade for voltage feedback amplifiers, and follows the open loop gain curve.

What is actually at work here is the negative feedback from the closed loop modifies the open loop response. Closing the loop with negative feedback establishes a closed loop pole at 22 kHz. Much like the dominant pole in the open loop phase curve, we will expect phase shift in the closed loop response. How much phase shift will we see?

Since the new pole is now at 22 kHz, this is also the -3 dB point as the pole starts to roll off the closed loop again at 20 dB per decade as stated earlier. As with any pole in basic control theory, phase shift starts to occur one decade in frequency before the pole, and ends at 90 ^o of phase shift one decade in frequency after the pole. So what does this predict for the closed loop response in our circuit?

This will predict phase shift starting at 2.2 kHz, with 45 ^o of phase shift at the -3 dB point of 22 kHz, and finally ending with 90 ^o of phase shift at 220 kHz. The three Figures shown below are oscilloscope captures at the frequencies of interest for our OPA227 circuit. Figure below is set for 2.2 kHz, and no noticeable phase shift is present. Figure below is set for 220 kHz, and ≅45 ^o of phase shift is recorded. Finally, Figure below is set for 220 MHz, and the expected ≅90 ^o of phase shift is recorded. The scope plots were captured using a LeCroy 44x Wavesurfer. The final scope plot used a x1 probe with the trigger set to HF reject.

OPA227 Av=50dB @ 2.2 kHz

OPA227 Av=50dB @ 22 kHz

OPA227 Av=50dB @ 220 kHz

相关工作表：

• Summer and Subtractor OpAmp Circuits Worksheet

• Inverting and Noninverting OpAmp Voltage Amplifier Circuits Worksheet