偏置技术 (BJT)

在本章的共发射极部分，我们看到了一个 SPICE 分析，其中输出波形类似于半波整流形状：只有一半的输入波形被再现，另一半被完全切断。由于我们当时的目的是再现整个波形，这就构成了一个问题。解决这个问题的方法是在放大器输入端添加一个小的偏置电压，以便晶体管在整个波周期内都处于活动模式。这种添加被称为偏置电压 .

对于某些应用，半波输出没有问题。某些应用程序可能需要 这种放大，因为可以在全波再现以外的模式下操作放大器，并且特定应用需要不同的再现范围，因此通过指定来描述放大器再现输入波形的程度是有用的根据班级 .放大器类操作按字母分类：A、B、C 和 AB。

A类 操作，完整的输入波形被忠实再现。

放大器类

A 类

只有当晶体管的整个时间都处于活动模式时才能获得操作，永远不会达到截止或饱和。为了实现这一点，通常将足够的直流偏置电压设置为驱动晶体管恰好处于截止和饱和之间的中间位置所需的电平。这样，交流输入信号将完美地“居中”在放大器的高低信号限制电平之间。

A类：放大器输出是输入的忠实再现。

B 类

操作是我们第一次在没有直流偏置电压的情况下将交流信号应用于共发射极放大器。由于输入电压太低（甚至是错误的极性！），无法正向偏置其基极-发射极结，晶体管的一半时间处于活动模式，另一半时间处于截止状态。

B 类：偏差是波形的一半 (180°) 被再现。

在 B 类模式下运行的放大器本身并不是很有用。在大多数情况下，通过消除一半而引入波形的严重失真是不可接受的。但是，如果两个放大器作为推挽操作，B 类操作是一种有用的偏置模式 对，每个放大器一次仅处理一半的波形：

B 类推挽放大器：每个晶体管再现一半的波形。将两半组合起来可以忠实地再现整个波浪。

晶体管 Q1“推动”（相对于地在正方向上驱动输出电压），而晶体管 Q2“拉”输出电压（在负方向上，相对于地向 0 伏）。单独地，这些晶体管中的每一个都在 B 类模式下运行，仅在输入波形周期的一半内处于活动状态。然而，两者共同作用以产生与输入波形形状相同的输出波形。

与 A 类设计相比，B 类（推挽）放大器设计的一个决定性优势是更大的输出功率能力。采用 A 类设计，晶体管以热量的形式耗散大量能量，因为它永远不会停止传导电流。在波周期的所有点，它都处于活动（传导）模式，传导大量电流并降低大量电压。在整个周期中，晶体管会消耗大量功率。在 B 类设计中，每个晶体管有一半时间处于截止模式，在这种模式下它消耗零功率（零电流 =零功率消耗）。这使每个晶体管有时间“休息”和冷却，而另一个晶体管则承担负载。 A类放大器设计更简单，但由于晶体管散热的简单原因，往往仅限于低功率信号应用。

AB级

另一类放大器操作称为AB类 介于 A 类和 B 类之间：晶体管花费 50% 以上但不到 100% 的时间传导电流。

如果放大器的输入信号偏置略为负（与 A 类操作的偏置极性相反），则输出波形将比 B 类偏置时进一步“削波”，从而导致晶体管消耗大部分时间截止模式时间：

C 类

C 类：传导时间小于半个周期 (<180°)。

起初，这个计划似乎毫无意义。毕竟，如果放大器对波形进行如此严重的削波，它还有多大用处？如果直接使用输出而没有任何类型的条件，它的实用性确实值得怀疑。然而，通过在输出端应用谐振电路（并联谐振电感-电容组合），放大器偶尔产生的输出浪涌可以启动由谐振电路维持的高频振荡。这可以比作一台机器，它偶尔会“踢”一下沉重的飞轮以使其保持旋转：

驱动谐振电路的C类放大器。

称为C 类 操作时，该方案还享有高功率效率，因为晶体管大部分时间都处于截止模式，它们消耗零功率。为了便于说明，此处夸大了输出波形衰减率（降低放大器“踢”之间的振荡幅度）。由于输出上的调谐槽路电路，该电路仅可用于放大确定的、固定幅度的信号。 C类放大器可用于FM（调频）无线电发射机。然而，C类放大器由于失真可能无法直接放大AM（调幅）信号。

D级

另一种放大器操作，与 A、B、AB 或 C 类显着不同，称为 D 类 .它不是通过应用特定的偏置电压测量来获得的，就像其他类别的操作一样，而是需要对放大器电路本身进行彻底的重新设计。本章中研究 D 类放大器的确切构建方式为时过早，但讨论其基本工作原理还为时过早。

D 类放大器通过产生快速脉冲来再现输入电压波形的轮廓 方波 输出 .输出波形的占空比（“开启”时间与总周期时间）随输入信号的瞬时幅度而变化。 （下图展示了这个原理。

D类放大器：输入信号和未经滤波的输出。

输入信号的瞬时电压越大，输出方波脉冲的占空比就越大。如果可以说明 D 类设计的任何目标，那就是避免有源模式晶体管操作。由于 D 类放大器的输出晶体管永远不会处于有源模式，只会截止或饱和，因此它散发的热能很少。这导致放大器的功率效率非常高。当然，这种策略的缺点是输出上会出现大量谐波。幸运的是，由于这些谐波频率通常远大于输入信号的频率，因此可以相对容易地通过低通滤波器滤除这些谐波，从而产生更接近原始输入信号波形的输出。 D 类技术通常出现在遇到极高功率电平和相对较低频率的地方，例如工业逆变器（将直流电转换为交流电以运行电机和其他大型设备的设备）和高性能音频放大器。

您在学习电子产品时可能会遇到的一个术语叫做静止 ，这是一个修饰符，表示电路的零输入条件。例如，静态电流是施加零输入信号电压的电路中的电流量。晶体管电路中的偏置电压迫使晶体管在具有零输入信号电压的集电极电流水平下工作，而不是在没有该偏置电压的情况下工作。因此，放大器电路中的偏置量决定了其静态值。

放大器的静态电流

在 A 类放大器中，静态电流应该正好是其饱和值的一半（饱和和截止之间的一半，根据定义截止为零）。 B 类和 C 类放大器的静态电流值为零，因为它们应该在不施加信号的情况下被切断。 AB 类放大器的静态电流值非常低，刚好高于截止电流值。为了以图形方式说明这一点，有时会在晶体管的特性曲线上绘制“负载线”，以说明其连接到下图所示特定值的负载电阻时的工作范围。

从 Vsupply 到饱和电流的晶体管特性曲线上绘制的示例负载线。

负载线是在一定范围的集电极电流范围内的集电极-发射极电压图。在负载线的右下角，电压最大，电流为零，代表截止状态。线的左上角，电压为零，电流最大，代表饱和状态。负载线与各种晶体管曲线相交的点标记代表给定基极电流的实际工作条件。

静态操作条件可以在该图上以沿负载线的单点的形式显示。对于A类放大器，静态点将在负载线的中间，如下图。

A类静止点（点）

在该图中，静态点恰好落在代表 40 µA 基极电流的曲线上。如果我们将此电路中的负载电阻更改为更大的值，它将影响负载线的斜率，因为更大的负载电阻会限制饱和时的最大集电极电流，但不会改变集电极-发射极电压隔断。从图形上看，结果是一条与

中左上点和右下点不同的载荷线

负载电阻增加导致的负载线。

请注意新负载线如何不像以前那样沿其平坦部分截取 75 µA 曲线。了解这一点非常重要，因为特性曲线的非水平部分代表饱和状态。让负载线在曲线水平范围之外截取 75 µA 曲线意味着放大器将在该基极电流量下饱和。增加负载电阻值是导致负载线在这个新点截取 75 µA 曲线的原因，这表明在比以前更小的基极电流值时会发生饱和。

在电路中使用旧的、较低值的负载电阻器时，75 µA 的基极电流将产生成比例的集电极电流（基极电流乘以 β）。在第一个负载线图中，75 µA 的基极电流提供的集电极电流几乎是 40 µA 时获得的电流的两倍，正如 β 比率所预测的那样。然而，集电极电流在基极电流 75 µA 和 40 µA 之间略有增加，因为晶体管开始失去足够的集电极-发射极电压以继续调节集电极电流。

为了保持线性（无失真）运行，晶体管放大器不应在晶体管饱和的点运行；也就是说，负载线可能不会落在集电极电流曲线的水平部分。我们必须在下图中的图表中添加更多曲线，然后才能确定在晶体管饱和之前我们可以用增加的基极电流“推动”该晶体管多远。

更多基极电流曲线显示饱和细节。

从图中可以看出，负载线上落在曲线直线部分的最高电流点是 50 µA 曲线上的点。这个新点应被视为 A 类操作的最大允许输入信号电平。同样对于 A 类操作，应设置偏差，使静止点位于这个新的最大值点和截止点的中间，如下图所示。

新的静态点避开饱和区。

现在我们对不同直流偏置电压电平的后果有了更多的了解，现在是研究实际偏置技术的时候了。 DC 电压源（电池）与 AC 输入信号串联连接，以针对任何所需的操作类别对放大器进行偏置。在现实生活中，将经过精确校准的电池连接到放大器的输入端是不切实际的。即使可以定制电池以针对任何给定的偏置要求产生恰到好处的电压，该电池也不会无限期地保持其制造电压。一旦开始放电且输出电压下降，放大器将开始向 B 类工作漂移。

以SPICE仿真共发射极部分所示的电路为例，如下图所示。

不切实际的基础电池偏差。

将 2.3 伏“Vbias”电池包含在真正的放大器电路中是不切实际的。获得该放大器偏置电压的一种更实用的方法是使用连接在 15 伏电池两端的分压器网络来产生必要的 2.3 伏电压。毕竟，15 伏电池已经必不可少，而且分压器电路易于设计和构建。让我们看看下图中的情况。

分压器偏置。

如果我们为 R2 和 R3 选择一对电阻值，它们将从总共 15 伏的电压中在 R3 上产生 2.3 伏的电压（例如 R2 为 8466 Ω，R3 为 1533 Ω），我们应该在基极之间获得 2.3 伏的期望值和发射极用于在没有信号输入的情况下进行偏置。唯一的问题是，这种电路配置将交流输入信号源直接与我们的分压器的 R3 并联。这是不可接受的，因为交流电源往往会超过 R3 上下降的任何直流电压。并行组件必须 具有相同的电压，因此如果将交流电压源直接连接在直流分压器的一个电阻上，则交流电源将“胜出”，并且不会向信号添加直流偏置电压。

使这个方案起作用的一种方法，尽管它可能不明显为什么 它会起作用，是放置一个耦合电容器 交流电压源与分压器之间，如下图。

耦合电容防止分压器偏置流入信号发生器。

电容器在交流电源和直流分压器之间形成高通滤波器，通过晶体管上几乎所有的交流信号电压，同时阻止所有直流电压通过交流信号源短路。如果您了解叠加定理及其工作原理，这将更有意义。根据叠加，可以通过一次只考虑一个电源，然后将所有电源的影响代数相加来找到最终结果，以零碎的方式分析任何线性、双边电路。如果我们将电容器和 R2-R3 分压器电路与放大器的其余部分分开，可能更容易理解这种交直流叠加的工作原理。

只有交流信号源有效，在信号频率下有任意低阻抗的电容，几乎所有的交流电压都出现在R3上：

由于耦合电容在信号频率下的阻抗很低，它的行为很像一根导线，因此在叠加分析中这一步可以省略。

只有直流电源有效时，电容看起来是开路的，因此无论是它还是短路的交流信号源都不会对下图中R2-R3分压器的工作产生任何影响。

就直流分析而言，电容器似乎是开路

结合下图中的这两个独立分析，我们得到（几乎）1.5 伏交流电和 2.3 伏直流电的叠加，准备连接到晶体管的基极。

交直流组合电路。

话不多说——现在是对下图中整个放大器电路进行 SPICE 仿真的时候了。我们将使用 100 µF 的电容值在 2000 Hz 时获得任意低 (0.796 Ω) 的阻抗：

分压器偏置的SPICE仿真。

分压器偏置 vinput 1 0 sin (0 1.5 2000 0 0) c1 1 5 100u r1 5 2 1k r2 4 5 8466 r3 5 0 1533 q1 3 2 0 mod1 rspkr 3 4 8 v1 4 0 直流 15 .model mod1 npn .tran 0.02m 0.78m .plot tran v(1,0) i(v1) 。结尾 

请注意上图中输出波形的严重失真。在输入信号的大部分负半周期间，正弦波被削波。这告诉我们晶体管在不应该进入截止模式时（我假设目标是像以前一样的 A 类操作）。为什么是这样？这种新的偏置技术应该给我们提供与以前完全相同的直流偏置电压，对吗？

在电容器和 R2-R3 电阻网络卸载后，它将提供恰好 2.3 伏的直流偏置。然而，一旦我们将该网络连接到晶体管，它就不再被卸载。通过晶体管基极汲取的电流将加载分压器，从而降低晶体管可用的直流偏置电压。用下图中的二极管电流源晶体管模型来说明，偏置问题变得明显。

二极管晶体管模型显示分压器的负载。

分压器的输出不仅取决于其组成电阻的大小，还取决于有多少电流通过负载分流出去。晶体管的基极 - 发射极 PN 结是一个负载，它降低了 R3 上的直流电压下降，因为偏置电流和 IR3 都通过 R2 电阻器汲取，扰乱了以前由电阻值设置的分压比R2 和 R3。要获得 2.3 伏的直流偏置电压，必须调整 R2 和/或 R3 的值以补偿基极电流负载的影响。 增加 R3上的直流电压下降，降低R2的值，提高R3的值或两者兼而有之。

调整R2和R3后输出无失真。

分压器偏置 vinput 1 0 sin (0 1.5 2000 0 0) c1 1 5 100u r1 5 2 1k r2 4 5 6k <--- R2 减少到 6 k r3 5 0 4k <--- R3 增加到 4 k q1 3 2 0 mod1 rspkr 3 4 8 v1 4 0 直流 15 .model mod1 npn .tran 0.02m 0.78m .plot tran v(1,0) i(v1) 。结尾 

上图中 6 kΩ 和 4 kΩ（分别为 R2 和 R3）的新电阻值导致 A 类波形再现，这正是我们想要的。

评论：

• A级 操作是放大器在整个波形周期内偏置为活动模式，从而忠实地再现整个波形。
• B级 操作是一个放大器偏置，因此只有输入波形的一半被再现：正半或负半。晶体管有一半时间处于活动模式，一半时间处于截止状态。在 B 类操作中运行的互补晶体管对通常用于在音频信号系统中提供高功率放大，这对晶体管中的每个晶体管处理波形周期的单独一半。 B 类操作提供比类似输出功率的 A 类放大器更好的功率效率。
• AB级 操作是放大器偏置在 A 类和 B 类之间的某个点。
• C 类 是一个偏置放大器，仅放大波形的一小部分。晶体管的大部分时间都花在截止模式上。为了在输出端有一个完整的波形，谐振回路通常用作“飞轮”，以在放大器每次“踢”后保持振荡几个周期。由于晶体管大部分时间都不导通，因此 C 类放大器的功率效率很高。

• D级 操作需要先进的电路设计，其工作原理是用高频方波的占空比表示瞬时输入信号幅度。输出晶体管从不工作在有源模式，只有截止和饱和。耗散的热能少，能效高。
• 输入信号上的直流偏置电压，对于某些类型的操作（尤其是 A 类和 C 类）是必需的，可以通过使用分压器和耦合电容器来获得 rather than a battery connected in series with the AC signal source.

相关工作表：

• Bipolar Transistor Biasing Circuits Worksheet
• Class A BJT Amplifiers Worksheet
• Class B BJT Amplifiers Worksheet
• Bipolar Junction Transistor (BJT) theory Worksheet