BJT 偏置技术：掌握 A、B、AB、C、D 类放大器

在本章的共发射极部分，SPICE 仿真显示了半波整流输出：晶体管在半个输入周期内未能保持在有源区。为保留完整波形，引入了一个小的偏置电压，使晶体管在整个周期内保持有源模式。这种偏置电压对许多放大器类别至关重要。

在某些场景下，半波输出是有意的。某些应用需要特定的工作类别——用字母 A、B、C、AB 表示——放大器仅复现输入波形的一部分。以下是各类别的简要概述。

放大器类别概述

A 类

A 类中，晶体管导通整个输入周期，从不进入截止或饱和。直流偏置将晶体管置于截止和饱和的正中间，使交流信号位于放大器高低限制的中心。这可忠实复现输入波形。

B 类

B 类放大器最早采用无直流偏置的共发射极配置。晶体管仅导通半个周期，产生半波输出。单个 B 类级很少单独使用，但互补推挽对——两个互补晶体管——分别处理正负半周期。组合后，它们在提供更高输出功率和更低热耗散的同时重建完整波形，优于 A 类。

AB 类

AB 类介于 A 类和 B 类之间。晶体管导通超过 50% 但少于 100% 的周期，平衡了线性度和效率。通过将基极偏置设为比 A 类略微负向，晶体管在截止区花费的时间减少，同时避免了纯 B 类的严重失真。

C 类

C 类工作导通少于半个周期 (<180°)。虽然输出严重削波，但搭配谐振槽路（并联 LC）可使放大器的“脉冲”维持高频振荡。这种配置适合固定频率射频发射机（如 FM 广播），其中高功率效率至关重要。

D 类

D 类放大器从根本上不同：输出晶体管仅在截止或饱和状态下驱动，产生高频方波，其占空比匹配输入幅度。经低通滤波后，输出紧密近似原始波形。这种拓扑将热耗散最小化，实现极高效率，常用于大功率音频和工业逆变器应用。

静态电流与负载线

静态电流是输入为零时的稳态电流。A 类等于饱和电流的一半；B 类和 C 类静态电流为零；AB 类略高于截止。负载线——绘制集电极-发射极电压与集电极电流的关系——说明了给定负载电阻下晶体管的工作点。对于 A 类，静态点位于负载线中点，确保线性工作并避免饱和。

使用分压器的实际偏置

使用单独电池提供偏置不切实际，因为电池电压随时间漂移。相反，跨主电源的分压器可产生所需偏置。例如，15 V 电源下，选择 R₂ = 8.466 kΩ 和 R₃ = 1.533 kΩ 可在 R₃ 上获得 2.3 V。然而，将交流输入直接跨接在 R₃ 上会短路偏置电压。信号源与分压器之间的耦合电容隔直通交，实现正确偏置。

叠加分析显示交流分量通过电容到达 R₃，而直流分压器在偏置期间保持隔离。结果偏置约为 2.3 V 直流加 1.5 V 交流信号，符合预期。

分压偏置放大器的 SPICE 仿真：

 voltage divider biasing vinput 1 0 sin (0 1.5 2000 0 0) c1 1 5 100u r1 5 2 1k r2 4 5 8466 r3 5 0 1533 q1 3 2 0 mod1 rspkr 3 4 8 v1 4 0 dc 15 .model mod1 npn .tran 0.02m 0.78m .plot tran v(1,0) i(v1) .end 

初始仿真显示因晶体管基极加载分压器而失真。调整 R₂ 和 R₃（如 R₂ = 6 kΩ，R₃ = 4 kΩ）恢复 2.3 V 偏置并消除失真。

 voltage divider biasing vinput 1 0 sin (0 1.5 2000 0 0) c1 1 5 100u r1 5 2 1k r2 4 5 6k <--- R2 decreased to 6 k r3 5 0 4k <--- R3 increased to 4 k q1 3 2 0 mod1 rspkr 3 4 8 v1 4 0 dc 15 .model mod1 npn .tran 0.02m 0.78m .plot tran v(1,0) i(v1) .end 

关键要点

• A 类 – 全周期导通；精确波形复现；高热耗散。
• B 类 – 半周期导通；推挽配对时效率高；适合大功率音频。
• AB 类 – 混合；平衡线性度和效率。
• C 类 – 固定频率射频超高效；需谐振槽路。
• D 类 – 高频 PWM；主动模式耗散极小；音频和工业逆变器效率极高。
• 带耦合电容的分压器偏置优于外部电池，稳定性更好。

相关工作表

• 双极晶体管偏置电路工作表
• A 类 BJT 放大器工作表
• B 类 BJT 放大器工作表
• 双极结型晶体管 (BJT) 理论工作表