RFID读写器紧凑型反激电源模块设计
开关电源技术随高集成芯片发展向微型化、高频化、高效化演进。高集成控制芯片简化外围元件，依赖设计软件易于设计，但导致设计自由度低、芯片获取难、价格低。各厂商软件仅能仿真特定芯片。实际应用中，设计符合产品需求、运行优良的开关电源至关重要。针对RFID电源模块需求，设计220VAC转0.5VDC、尺寸88mm×70mm开关电源。读标签电流近1.5A，最大输出电流设3A。
小尺寸低输出功率设计中，按Erickson R W理论，反激拓扑开关功率可用性0.385，高于正激(0.353)、全桥、半桥，故选反激结构。考虑反馈设计与电流模式控制器优势，选用电流模式PWM控制芯片UC3842。
UC3842应用中外围电路设计相对容易。电流模式PWM结构消除环路电感带来的双极点，有效简化反馈环路设计。输出反馈采用稳压管TL431与光耦。基于UC3842设计常各模块独立设计，重相邻电路与反馈电路，忽略其他电路。如Middlebrook博士额外元件定理，输入滤波器输入阻抗须远小于变换器输入阻抗，否则电路振荡。本设计详细讨论输入滤波器、斜率补偿、地线电路等相邻电路设计。通过Saber仿真确定方案，经RFID调试验证兼容性与稳定性。
反激开关电源基本理论
基本理论：VAC→VDC供IC芯片，DC→HFAC再→DC输出。输出DC采样反馈稳定电压，输入IC控制开关。理论框图见图1。
反激开关电源控制变换器采用电流模式双闭环结构。反激变换器特性：开关管关断时，变压器一侧线圈电感能量经整流二极管供载体；开通时能量存储在变压器线圈，输出由输出电容储能供给。原理图见图2。
输出检测电阻R₁、R₂检测电压低于基准Vref时，误差经误差放大器升高，开关管Q₁开启。初级电感电流按(Vg-Von)/Lm斜率上升。采样电阻Rs将电感电流转采样电压。比较采样电压与误差电压，采样电压升高超过误差电压输出低电平关断开关管，至下一时钟周期。反激无需输出功率电感，变压器电感直接供电，拓扑简单。控制电路主靠UC3842及外围电路。
电流模式PWM芯片UC3842
本设计控制CPU为固定频率电流模式PWM芯片UC3842，集成振荡器、误差放大器、PWM比较器、SR触发器等关键控制组件。具欠压过流保护，推挽输出，工作频率500kHz，启动电流<1mA，最大输出电流1A。
引脚功能：Pin7供电，电压>16V慢启动阈值施密特触发器输出高电平；Pin8稳压器供5V基准，电压<10V施密特触发器输出低电平欠压锁定；内部稳压管限制最大输入36V。Pin4通过外部RC电路供电Ct，Pin8通过Rt和Ct由内部电流源充电决定振荡频率。Pin2为误差放大器反相输入，Pin1为输出供补偿。Pin3为电流检测脚，通过误差放大器输出决定占空比，Pin3电压>1V关断电流。Pin6推挽输出最大工作电流1A，加速开关管关断。
反激开关电源控制部分设计
控制部分原理图见图3。控制部分多集成于UC3842内，少量外围元件实现所需控制功能。主要模块：启动电路、频率设计、保护电路、驱动电路、斜率补偿。
启动电路与频率设计
启动电路供Pin7>16V启动电压。系统启动时辅助绕组供Pin7电压。工作频率由Pin8与Pin4间定时电容电阻决定。Pin8 5V基准经R9供电C15，C15经内部电流源产生锯齿波，其时间跨度决定芯片PWM死区时间。为保性能，死区<振荡周期5%。按时序图得C15=3.3nF，工作频率47kHz。依公式fosc=1.7/(Rref×C15)，R9=11kΩ。
电流折返电路
芯片电流折返电路将初级侧电感电流转为电压经误差放大器由PWM比较器实现过流检测。Pin3电压>1V输出击穿。峰值电感电流设1A，检测电阻R13=1Ω。防止变压器初级侧电感电流峰值误关断，R11、C14滤波峰值，峰值约几百纳秒。R11=1kΩ，C14=500pF，时间常数τ=RC=500ns。
MOS管驱动电路
负责优良PWM波形，特别是下降沿。输出Pin6与栅极串联电阻R6降低MOS管输入电容及电路串联引线电感引起的高频寄生振荡。为保MOS管开关PWM波形，R6值较小，通常几十至二十欧姆。R8=15kΩ作MOS管栅极泄放电阻。
斜率补偿
峰值电流模式控制中峰值电感电流恒定但平均值不恒。占空比变化改变平均电流，峰值电流内环确保峰值但无法控制与输出电压匹配的正确平均电流，导致输出电压持续变化。占空比>50%时电感电流波动产生振荡。本设计需斜率补偿。上斜率补偿指在电流采样信号叠加正斜率电压。本设计采用容性补偿，Pin3与Pin4间接C51=100pF，振荡器振荡信号经电容供电C51和Pin3。此类补偿电容较小(pF级)，避免吸取振荡器电流在Pin3产生过大负电压。
反激开关电源外围电路设计
EMI与整流滤波电路设计
输入端接EMI滤波电路，滤除高频电网干扰设备及高频开关对电网影响。常见EMI滤波电路图4。
C1接电网输入端，C2接设备输入端消除差模干扰。L与共模扼流圈同向滤共模干扰，C16、C17接地滤共模干扰。
C16、C17漏电流计算公式：
。两相同电容漏电流幅值：
，f=50Hz电网频率，C=4400pF对地总电容，V=110V地电压。得Ileak=0.15mA，符合220VAC有效值EMI安全标准。幅值
，输出DCV
。二极管反向击穿电压需满足
。C为滤波电容，RL为负载。时间常数RLC越大滤波越平滑效果越好。选用高耐压二极管1N4007。
滤波器输出阻抗与变换器输入阻抗引起的振荡
变换器输入阻抗与滤波器输出阻抗不匹配也可能导致振荡。系统环路变换器输入阻抗可视为负电阻(
)。滤波器为LC滤波器，考虑电感电容ESR得传递函数。
系统恒定振荡变换器输入阻抗应符合：
。
仅当环路变换器输入阻抗小于计算滤波器振荡输出阻抗，传递函数阻尼系数为正值得以稳定，减少振荡；否则电路波动。
钳位吸收电路设计
防止频率管关断过压击穿，变压器初级侧接RCD钳位吸收电路。输出端防止硬击穿击穿输出二极管，加输出吸收电路（图5）。
MOS管关断时初级电流id经变压器初级漏感给寄生电容供电，高频电压可能超耐压击穿开关管，故加RCD钳位提供泄压路径。选用高耐压快恢复二极管FR107，RCD电阻5kΩ，电容3300pF。
MOS管开通时输出肖特基二极管两端电压(
)，硬击穿导致二极管击穿。加RC钳位后VD=VO+IO×R3。2SK792 MOS管开通时间55ns，SB540肖特基反向耐压60V，输出VO=5V，最大电流3A。最大钳位等效电阻18.33Ω，
。R=18Ω、C=560pF时等效串联电阻18.06Ω。
输出电路设计
输出部分经肖特基二极管整流，滤波用低ESR电容，等效电容ESR降低输出纹波（图6）。
输出采样电路经R5、R12分压得电压，R12值参考TL431输出端电流1.5μA确定。为避免电流影响分压比与噪声，R12电流应>TL431输入电流100倍。Rlow<2.5/150μA=16.6kΩ。TL431工作电流1-100mA，R5电流近0时R14供1mA给TL431(R14
地线电路设计
变压器实现开关电源冷热地隔离。初级侧热地可经电网形成回路，次级冷地与地形成回路。安规电容Y由C16、C17接零火线至机箱地滤共模干扰。C18连接冷热地，将次级噪声耦合至初级短路，减少辐射电磁波。
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