添加阈值滞后以实现平滑的欠压/过压锁定

电阻分压器将高压衰减到低压电路可以适应的水平，而不会过度驱动或损坏。在电源路径控制电路中，电阻分压器有助于设置电源欠压和过压锁定阈值。在汽车系统、电池供电的便携式仪器以及数据处理和通信板中都可以找到这种电源电压验证电路。

欠压锁定 (UVLO) 可防止下游电子系统在异常低的电源电压下运行，这可能会导致系统故障。例如，当数字系统的电源电压低于规范时，它们的行为可能会不稳定甚至冻结。当电源为可充电电池时，欠压锁定可防止电池因深度放电而损坏。过压锁定 (OVLO) 可保护系统免受破坏性高电源电压的影响。由于欠压和过压阈值取决于系统的有效工作范围，因此使用电阻分压器来设置具有相同控制电路的自定义阈值。即使在存在电源噪声或电阻的情况下，也需要阈值滞后来获得平滑且无颤动的锁定功能。在讨论了一个简单的 UVLO/OVLO 电路之后，本文将介绍一些添加阈值迟滞的简单方法，这在默认值不足时是必要的。

欠压和过压锁定电路

图 1 显示了欠压锁定电路（目前没有滞后）。它有一个比较器，其负输入端有一个正参考电压 (VT)。比较器控制电源开关，打开或关闭电源输入和下游电子系统之间的路径。比较器的正输入从输入连接到电阻分压器。如果电源打开并从 0 V 开始上升，则比较器输出最初为低电平，保持电源开关关闭。当其正输入达到 VT 时，比较器输出跳闸。此时底部电阻中的电流为VT/RB。如果比较器没有输入偏置电流，则相同的电流流入 RT。因此，比较器跳闸时的电源电压为 VT + RT × VT/RB =VT × (RB + RT)/RB。这是由电阻分压器设置的电源 UVLO 阈值。例如，VT 为 1 V 且 RT =10 × RB 产生 11 V 的 UVLO 阈值。低于此阈值，比较器输出为低电平，打开电源开关；高于此 UVLO 阈值，开关关闭，电源流过以启动系统。通过改变 RB 和 RT 的比率可以很容易地调整阈值。绝对电阻值由为分压器预算的偏置电流量设置（稍后将详细介绍）。要设置 OVLO 阈值，只需交换比较器的两个输入（例如，参见图 2 中较低的比较器），以便高输入迫使比较器输出为低电平并打开开关。

图 1. 使用电阻分压器、比较器和电源开关的电源欠压锁定。 （来源：Analog Devices）

虽然不是本文的重点，但可以使用 N 沟道或 P 沟道功率 MOSFET 来实现开关。前面的讨论假设 N 沟道 MOSFET 开关在其栅极电压低（例如，0 V）时打开（高电阻）。要完全关闭（低电阻）N 沟道 MOSFET，栅极电压必须比电源电压高至少 MOSFET 阈值电压，这需要电荷泵。 LTC4365、LTC4367 和 LTC4368 等保护控制器集成了比较器和电荷泵，以驱动 N 沟道 MOSFET，同时仍消耗低静态电流。 P 沟道 MOSFET 不需要电荷泵，但栅极电压极性相反；也就是说，低电压关闭，而高电压打开 P 沟道 MOSFET 开关。

回到电阻分压器：一个 3 电阻​​串设置欠压和过压锁定阈值（图 2），与使用两个单独的 2 电阻串相比，节省了一个分压器的偏置电流。 UVLO 阈值为 VT × (RB + RM + RT)/(RB + RM)，而 OVLO 阈值为 VT × (RB + RM + RT)/RB。与门在将两个比较器的输出发送到电源开关之前将其合并。因此，当输入电压介于欠压和过压阈值之间时，电源开关闭合为系统供电；否则，开关打开，断开系统电源。如果分压器电流消耗不是问题，单独的欠压和过压分压器可提供更大的灵活性来独立调整每个阈值。

图 2. 使用单个电阻分压器的欠压和过压锁定。 （来源：Analog Devices）

带迟滞的欠压和过压锁定

在图 1 中，如果电源缓慢上升并且有噪声，或者如果电源具有固有电阻（如在电池中）导致电压随负载电流下降，则比较器的输出将作为输入反复切换高低超过其 UVLO 阈值。这是因为由于输入噪声或负载电流通过电源电阻造成的下降，比较器的正输入反复高于和低于 VT 阈值。对于电池供电的电路，这可能是一个永无止境的振荡。使用带迟滞的比较器可消除这种抖动，使开关转换更平滑。如图 3 所示，迟滞比较器针对上升输入（例如，VT + 100 mV）与下降输入（例如，VT – 100 mV）呈现不同的阈值。比较器级的迟滞由 RB 和 RT 按比例放大至电源级的 200 mV × (RB + RT)/RB。如果电源输入端的噪声或压降低于此滞后，则消除了颤动。如果比较器提供的迟滞不存在或不足，则有办法增加或增加迟滞。所有这些方法都在分压器抽头处使用正反馈——例如，当比较器跳闸时，上升的比较器输入会跳得更高。为简单起见，以下等式假设比较器中没有固有滞后。

图 3. 使用从分压器分接头到电源开关输出的电阻器添加欠压锁定阈值迟滞。 （来源：Analog Devices）

从分压器到输出的电阻（图 3）：

从分压器抽头（比较器的正输入）到电源开关输出添加一个电阻器 (RH)。当电源从 0 V 开始上升时，比较器的正输入低于 VT 并且比较器输出为低电平，保持电源开关关闭。假设由于系统负载，开关输出为 0 V。因此，RH 与 RB 并行用于输入阈值计算。上升输入欠压阈值为 VT × ((RB || RH) + RT)/(RB || RH)，其中 RB || RH =RB × RH/ (RB + RH)。开关在此阈值以上打开，将电源连接到系统。为了计算下降输入欠压阈值，由于开关闭合，RH 与 RT 并联，给出下降输入欠压阈值：VT × (RB + (RT || RH))/RB，其中 RT || RH =RT × RH/(RT + RH)。如果比较器本身有一些滞后，则用前面等式中的上升或下降比较器阈值代替 VT。回想一下图 1 示例，其中 VT =1 V 且 RT =10 × RB，在没有比较器迟滞或 RH 的情况下，上升和下降阈值均为 11 V。添加一个 RH =100 × RB，如图 3 所示，上升输入阈值为 11.1 V，下降阈值为 10.09 V；即 1.01 V 的迟滞。此方法不适用于 OVLO，因为上升的输入会关闭电源开关，导致 RH 将比较器输入拉低（再次打开开关）而不是拉高。

在电阻器中切换（图 4）：

另一种增加迟滞的方法是接通一个改变底部电阻有效值的电阻。开关电阻器可以并联（图 4a）或串联（图 4b）。考虑图 4a：当 VIN 为低（例如 0 V）时，比较器的输出（UV 或 OV 节点）为高，打开 N 沟道 MOSFET M1 并将 RH 与 RB 并联。假设 M1 的导通电阻与 RH 相比可以忽略不计，或者包含在 RH 的值中。上升输入阈值与图 3 相同：VT × ((RB || RH) + RT)/(RB || RH)。一旦 VIN 高于此阈值，比较器输出为低电平，关闭 M1 并断开 RH 与分压器的连接。因此，下降输入阈值与图 1 相同：VT × (RB + RT)/RB。继续我们的示例，VT =1 V、RT =10 × RB 和 RH =100 × RB，上升输入阈值为 11.1 V，下降阈值为 11 V；也就是说，RH 产生 100 mV 的滞后。这种和以下方法可用于欠压或过压锁定，因为它们的目的取决于比较器输出如何打开电源开关（未显示）。

图 4. 使用开关 (a) 分流电阻器或电流和 (b) 串联电阻器添加欠压或过压锁定阈值迟滞。 （来源：Analog Devices）

图 4b 的配置将上升输入阈值设为 VT × (RB + RT)/RB，将下降输入阈值设为 VT × (RB + RH + RT)/(RB + RH)。图 4 中的 RH =RB/10，将 11 V 作为上升输入阈值，10.091 V 作为下降阈值，即 909 mV 的迟滞。这表明图 4b 配置需要小得多的 RH 才能产生大得多的滞后。

在电流中切换（图 4a）：

图 4a 的电阻器 RH 可以用电流源 IH 代替。该方法用于 LTC4417 和 LTC4418 优先控制器。当 VIN 为低电平时，比较器的高电平输出使能 IH。在上升输入阈值处，比较器的负输入为 VT。因此，RT 中的电流为 IH + VT/RB，产生的上升阈值为 VT + (IH + VT/RB) × RT =VT × (RB + RT)/RB + IH × RT。一旦 VIN 高于此阈值，比较器的低输出将关闭 IH。因此，下降阈值与图1相同：VT × (RB + RT)/RB，输入阈值迟滞为IH × RT。

电阻分压器偏置电流

前面的方程假设比较器输入的输入偏置电流为零，而示例只考虑了电阻比而不是绝对值。比较器输入同时具有输入失调电压 (VOS)、参考误差（可与 VOS 结合）以及输入偏置或漏电流 (ILK)。如果图 1 跳变点处的分压器偏置电流 VT/RB 远大于输入泄漏，则零泄漏假设成立。例如，输入泄漏电流的 100 倍的分压器电流可使泄漏引起的输入阈值误差保持在 1% 以下。另一种方法是将泄漏引起的阈值误差与偏移电压引起的阈值误差进行比较。比较器的非理想性将图 1 的输入欠压阈值方程更改为：(VT ± VOS) × (RB + RT)/RB ± ILK × RT（类似于之前的迟滞电流方程），可以改写为 (VT ± VOS ± ILK × RB × RT/(RB + RT)) × (RB + RT)/RB。输入泄漏表现为比较器阈值电压的误差，并且可以通过适当的电阻选择来最小化与偏移电压相关的该误差，即 ILK × (RB || RT)

例如，LTC4367 欠压和过压保护控制器的 UV 和 OV 引脚最大漏电流为 ±10nA，而 UV/OV 引脚比较器的 500mV 阈值偏移电压为 ±7.5mV（500mV 的 ±1.5%）。预算 ±3 mV（500 mV 的 ±0.6%，或小于 7.5 mV 偏移的一半）泄漏引起的阈值误差给出 RB || RT <3 mV/10 nA =300 kΩ。要使用 0.5 V 比较器阈值设置 11 V 输入欠压阈值，需要 RT =RB × 10.5 V/0.5 V =21 × RB。因此，RB || RT =21 × RB/22 <300 kΩ，因此 RB <315.7 kΩ。 RB 最接近的 1% 标准值为 309 kΩ，因此 RT 为 6.49 MΩ。跳变点处的分压器偏置电流为 0.5 V/309 kΩ =1.62 µA，是 10 nA 漏电流的 162 倍。在不增加由于比较器的输入漏电流引起的阈值误差的情况下最小化分压器电流时，这种分析很重要。

结论

电阻分压器可以使用相同的基于比较器的控制电路轻松调整电源欠压和过压锁定阈值。电源噪声或电阻需要阈值滞后，以防止在电源超过阈值时电源开关抖动。已经展示了几种不同的实现欠压和过压锁定迟滞的方法。基本原理是在比较器跳闸时在分压器抽头处有一些正反馈。在增加或增加保护控制器 IC 的迟滞时，某些方法取决于比较器输出的可用性或 IC 输出引脚上的类似信号。在选择电阻值时，应注意比较器的输入泄漏不会成为阈值误差的主要来源。一组全面的相关方程（包括本文中的方程）已在可供下载的电子表格中实现。

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