基于仿真分析的PCB上两条平行微带线串扰设计策略

串扰理论

基于电磁理论，串扰是指两条信号线之间的电磁去耦。它是由信号线之间的互电容和互阻抗引起的一种噪声。

图1中，两条平行线中，一条线有信号源（VS ) 和内部阻抗 (ZOG ) 在线路的一端和负载阻抗 (ZLG ）在另一个，形成一个通过地面的闭环。另一条线只有电阻（ZOR 和 ZLR ) 采用单线接地结构。图中，有信号源的一端称为发射线或干扰线，另一端称为接收线或干扰线。

当驱动信号(1)通过发射线时，由于发射线和接收线之间的寄生电容，会产生方向相反的干扰信号。同时，驱动信号在通过发射线时会产生变化的磁场，在穿过接收线后会感应出与驱动信号方向相反的干扰电流。干扰电流（2）和（3）是由驱动信号从发射线解耦到接收线的串扰信号。这就是串扰的产生方式。

串扰根据不同的原因可分为电容串扰和电感串扰。容性串扰是指电容互解耦产生的解耦电压，电感串扰是指互解耦电感产生的解耦电流。

根据串扰发生的地点，串扰可分为近端串扰和远端串扰。图1中，近端串扰是驱动信号（1）在接收线近端产生的干扰信号，加上电容串扰（3）和电感串扰（2）。远端串扰是驱动信号（1）在接收线远端产生的干扰信号，反相加电容串扰（3）和电感串扰（2）。

由于电磁去耦，两条引线之间会产生串扰。串扰的分析就是用提供的驱动信号计算驱动信号电感对接收线两侧的干扰电压。 V<小>R (0) 设置为 X 等于 0 而 VR 时接收线上的干扰电压 (L)为X等于L时接收线上的干扰电压。则可得两个公式：

两条平行微带线串扰分析仿真模型

本文仿真模型中使用的印刷电路板尺寸为20x60mm（宽x长），基板材料为环氧树脂层压玻璃纤维FR-4，介电常数为4.7。图2为仿真模型剖面图。

图2中，上层为布线平面（微带线平面），下层为图像平面。微带线是理想的导体，像面是理想的导电面。两条平行微带线的参数可设置为：L=40mm，W=0.5mm，H=0.3mm。根据微带线的特性阻抗公式（ )，微带线的特性阻抗为50Ω。

注：0.38mm

在图 3 中，发射线的第一个端口（P1）是干扰源端口。发射线和接收线的每个端口通过特性阻抗（50Ω）连接，因此串扰信号到达接收线的近端和远端时会被吸收，不会返回影响串扰。因此，两条微带线组成一个4端口网络，其参数S13和S14可以分别计算： , .

TR<小>0 指发射线对接收线近端的串扰，而TRL 指发射线对接收线远端的串扰。

模拟结果与讨论

• 串扰强度随频率的变化

普通信号是不同频率和范围的正弦波叠加的结果，因此研究两条微带线的串扰如何随单个正弦波的频率变化具有重要意义。

为了更好地反映规律，图4是用布线距离（D）取值1mm和3mm得到的，显示了串扰随频率的变化情况。

可以得出结论，在低频范围内，无论是远端串扰还是近端串扰，串扰的强度都与信号频率呈线性关系。在高频范围内，近端串扰（S13 ) 表明随着频率的增加出现强烈的周期性振动，而远端串扰则相反。这主要取决于电容串扰与近/远端之间、电感串扰与近/远端之间的不同距离。在低频范围内，这两种串扰和端口的相位基本相同，积分信号的相对相位对程度影响不大。但在高频范围内，不同频率下，这两类串扰信号和端口的相位存在较大差异，此时这两类干扰综合信号的程度会随着相位的变化而周期性变化，从而导致频率范围内明显的周期性振动。

• 串扰强度随布线距离的变化

当布线距离（L）为40mm，基板厚度（H）为0.3mm，信号频率为2GHz和5GHz时，串扰强度随布线距离变化的仿真结果如图5所示。

在该图中，近端串扰和远端串扰都随着布线距离的增大而减小。当布线距离从1mm开始增加时，串扰下降很快，但随着距离的增加，串扰下降变慢。显然，当距离大于宽度的三倍时，不能通过扩大线间距来改善线间距。这是因为当两条微带线靠得太近时，互电容和电感都会变得非常突出，以至于串扰会大大增加。

• 串扰强度随布线长度的变化

当走线距离（D）为2.0mm，基板厚度（H）为0.3mm，信号频率为1GHz和5GHz时，串扰强度随长度变化的仿真结果如图6所示。

从图6可以看出，当信号频率为1GHz时，近端串扰和远端串扰的强度都随着平行长度的延长而增加。当信号频率达到5GHz时，近端串扰的强度随着平行长度的延长而增加，远端串扰的强度随着平行长度的延长而振动。这是因为在 5GHz 频率下布线的电气长度比在 1GHz 频率下的更长，并且电容串扰和电感串扰的相位在远端端口存在显着差异。

• 串扰强度随微带线与像面距离的变化

为了使微带线特性阻抗保持在50Ω，W/H的值必须保持在1.82。因此，在仿真模型中，线宽与像面高度之比也保持在1.82。

一个。当走线长度（L）为40mm，两条线与边缘的距离为1.0mm，信号频率为2GHz和5GHz时，串扰强度随像面厚度的变化如图7所示。

由图7可知，串扰强度随着距离的延长而增加，特别是在距离为0～0.4mm的范围内，串扰强度上升很快，而且随着高度的不断延长，速度趋于减慢。 .当H大于0.5mm时，串扰强度基本保持不变。这是因为当微带线离像平面太近时，布线和像平面之间的去耦变得如此集成，而布线之间的去耦却很小。当微带线与像面的距离增加时，走线与像面的去耦变弱，而走线之间的去耦上升。然而，随着微带线与像面距离的增加，走线与像面之间的去耦变得微弱，对走线之间的去耦影响不大。综合以上分析，传输线与像面的距离应尽可能地缩小，以更好地降低串扰。

湾。当走线长度（L）为40mm，线间距为线宽的两倍，信号频率为2GHz和5GHz时，串扰强度随像面厚度的变化如图8所示。

由图8可知，串扰强度随两条线间距为线宽的倍数变化不大。

通过两种情况的比较可以得出结论：随着微带线与像面距离的增加，如果线间距离不变，串扰强度会被放大，如果距离是稳定倍数线宽的变化，串扰强度几乎保持不变。

PCB设计策略

根据上面的分析结果，为了减少传输线之间的串扰，下面给出一些策略：
a．对于高速数字PCB，应将时钟上升沿和下降沿速度较慢的元件拾取，以降低信号频率。
b．应避免长距离平行布局。
c．两条线之间的距离要加大。
d．应采用多层 PCB 设计，以降低传输线和图像平面之间的高度。如果必须使用具有更高像平面的PCB，传输线之间的距离应该扩大。

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