具有高 PSRR 增强的 180 nm 自偏置带隙参考

摘要

在本文中，提出了一种具有高电源抑制比 (PSRR) 的改进型自偏置带隙基准 (BGR)。构成反馈回路的运算放大器与正温度系数（TC）电压的生成复用以降低功耗，其中采用偏移电压来实现与绝对温度（PTAT）电压成正比。通过温度无关的参考生成，同时实现两个反馈回路以增强 PSRR，形成局部负反馈回路 (LNFL) 和全局自偏置回路 (GSBL)。所提出的 BGR 是在 180 nm BCD 技术中实现的，其结果表明产生的参考电压为 2.506 V，并且在 -55 至 125 °C 的温度范围内，TC 为 25 ppm/°C。线路灵敏度 (LS) 为 0.08 ‰/V。在没有任何滤波电容的情况下，PSRR 在低频时为 76 dB，在 1 MHz 时超过 46 dB。

介绍

电压基准是电子系统的核心模块之一，广泛应用于医疗电子、电源管理、无线环境传感器、通信电路等。随着技术的进步，芯片面积不断缩小，抗干扰能力不断提高，对电压基准的结构优化和抗噪能力的要求急剧增加，尤其是在纳米级应用中[1]。>

传统的带隙基准（BGR）电路需要额外的电路块来为整个电路提供偏置电流，这大大增加了电路面积和功耗。同时，产生的偏置电流受温度影响很大，从而影响参考电压的温度系数（TC）。已经报道了许多用于改进TC的高阶补偿技术，例如分段曲率补偿[2]，指数曲率补偿[3]，基于泄漏的平方根补偿（LSRC）[4]等。常规BGR电路的另一个缺点是受外界环境影响大，输出电压不稳定，这是本文的重点。

电源抑制比 (PSRR) 是衡量参考电压抗扰度的重要参数。提高 PSRR 的传统解决方案是以芯片面积和功耗为代价的 [5]，例如额外的放大器、长通道晶体管、共源共栅结构 [6]、额外的增益级 [7] 等。在[8]中采用有源衰减器和阻抗自适应补偿来分别提高低频和高频下的 PSRR。岳等人。 [9] 使用共源共栅电流镜来增强 PSRR。 [10] 中利用体偏置和负反馈技术实现高 PSRR。

为了克服上述问题，本文提出了一种改进的具有高 PSRR 的自偏置 BGR。两个反馈回路同时实现用于 PSRR 增强，形成局部负反馈回路 (LNFL) 和全局自偏置回路 (GSBL)。同时，实现了整个 BGR 的自偏置电流源 (SBCS)。在稳定状态下，建议的 BGR 通过 GSBL 自供电，无需额外的偏置电流模块和芯片面积。所提出的技术通过嵌入在 GSBL 中的电流放大器将电源电压与输出参考电压分离，这可以有效地提高 PSRR。另外，为了防止输出电压不稳定，在输出电压端设计了LNFL，以保持输出电压稳定。更重要的是，温度稳定的参考电压是由LNFL和GSBL以多路复用的方式产生的。通过这些方法，实现了结构紧凑、电流消耗高、具有高PSRR增强的自偏置BGR。

方法

如图 1 所示，所提出的 BGR 电路由启动电路、电流放大器、运算放大器和带隙参考核心组成。启动电路用于去除零退化点。放大器内置的失调电压设置为与绝对温度（PTAT）电压成正比，可通过电阻R1实现PTAT电流。随着 R1 和 R2 两端电压的正 TC，V 的负 TC BE(Q5) 和 V BE(Q4) 可适当取消以在节点 V 处获得温度稳定的参考电压参考。同时，在放大器的帮助下形成LNFL以提高性能。结合图 1 顶部的电流放大器，实现了 GSBL 以进一步提高 PSRR。所提出的 BGR 的详细实现如图 2 所示。

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建议电压基准的等效架构图

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建议参考电压示意图

启动电路

启动电路如图2左半部分所示。在启动阶段开始时，输出电压V REF 处于低电平，使 MN8 和 MN9 保持关闭。通过 MP1_1 的电流用于产生到 MP5 的启动电流，其中 MP1_1 是一个具有很小纵横比的大电阻。 V 处的电压 REF 将被启动电流逐渐充电。当电压在 V REF 超过带隙核心部分的最小工作电压，将产生放大器的偏置电流。这将驱动 BGR 到所需的操作点。同时，晶体管 MN8 和 MN9 将逐渐导通，将 MP5 的供电电流切换为带隙内核中产生的自偏置电流。启动完成后，对于V不关闭启动电流参考电压因某种原因下降时的REF重新调整[11]。

SBCS 生成器

提议的 BGR 中有两个 SBCS 循环，这有助于提高性能 [1]。第一个位于放大器的尾电流处。通过晶体管 Q4 的 PTAT 电流被镜像到 Q3。然而，通过 Q4 的电流由电阻 R1 两端的电压决定，该电压被钳位到放大器的输入失调电压。由于 MP7 和 MP8 的纵横比相同，放大器的输入失调电压可以表示为

$$ {V}_{OS}={V}_T\ln N $$ (1)

其中 N 是 Q1 和 Q2 的面积比，V T 是热电压。因此，放大器和带隙核心部分的电流为PTAT电流，可由下式给出

$$ {I}_{R1}={V}_T\ln N/{R}_1 $$ (2)

带隙基准磁芯的电流作为尾电流镜像到放大器中，形成第一个自偏置回路。

第二个 SBCS 回路由电流放大器组成。等式(2)所示的PATA电流通过MP7和MP6的电流镜镜像到电流放大器中。那么电流，I , 被 K 放大作为节点 VREF 的电流源，可表示为

$$ K={k}_1{k}_2 $$ (3)

其中 k 1 =S MN 6/S MN 7、k 2 =S MP3 /S MP2 , S 我是晶体管i的纵横比 .因此，当前，KI , 重新注入放大器和带隙核心部分，构成第二个自偏置回路。

为了保证以低功耗正常运行，KI , 应略大于放大器和带隙内核的最小电流要求。在建议的设计中，通过 MP6、MP7 和 MP8 的电流设置在同一水平，I .通过带隙磁芯的电流为 2I .因此，关系式 6 ≥ K> 5，应满足[12,13,14]。

V 参考发电机电路

V 参考发生器电路如图 2 右侧部分所示，由放大器和带隙磁芯组成。如等式 (2) 所示，放大器的 PTAT 偏移电压由 SBCS 环路复用 [15]。这使得通过 R1、R2 和 RTrimming 的电流为 PTAT 电流，用作 Q4 和 Q5 的负 TC 的温度补偿。生成的参考电压 V REF，可以表示为

$$ {V}_{REF}=2{V}_{BE}+\left(1+\frac{R_2+{R}_{Trim\min g}}{R_1}\right){V}_T\ ln N $$ (4)

随着 (R 2 + R 修剪分钟 g )/R 1、可实现低温漂的温度补偿参考电压。

反馈

在放大器和带隙核心中建立了一个 LNFL，它由两个小的 LNFL 组成。第一个，loop1，是从放大器的输入到 V REF，并反馈到放大器的输入端。另一个，loop2，来自 V REF 通过 Bandgap core 到放大器的电流尾部，并反馈到 V 参考。对于loop1，放大器输入端有正反馈和负反馈双局部回路。正反馈回路由 Q5、R2、R1、Q1、MP8 和 MX 组成。负反馈回路由 Q5、R2、Q2 和 MX 组成。正负反馈回路的增益为

$$ {A}_{V, PF}=\frac{R_{Trim\min g}}{R_1+{R}_{Trim\min g}+{R}_2}{g}_{m,Q1} {r}_{o, MP8} $$ (5) $$ {A}_{V, NF}=\frac{R_1+{R}_{Trim\min g}}{R_1+{R}_{Trim\ min g}+{R}_2}{g}_{m,Q2}{r}_{o, MP8} $$ (6)

其中 g 米 , 问 1是晶体管Q1的跨导，r o , MP 8是晶体管MP8的输出电阻，g 米 Q1 和 Q2 的值近似相等。由于负反馈回路的作用强于正反馈回路，回路1表现为反馈回路，其回路特性可表示为

$$ {T}_{\mathrm{loop}1}\approx \frac{R_1}{R_1+{R}_{Trim\min g}+{R}_2}{g}_{m,Q1}{r }_{o, MP8} $$ (7) $$ {p}_0\approx \frac{1}{r_{o, MP8}{C}_1} $$ (8)

其中 p 0 是主导极点。对于loop2，性能可以由

给出 $$ {T}_{\mathrm{loop}2}\approx \frac{1/{g}_{m, MP8}}{R_1+{R}_{Trim\min g}+{R}_2} $ $ (9) $$ {p}_1\approx \frac{g_{m, MP8}}{C_1} $$ (10)

其中 g 米 , MP 8为晶体管MP8的跨导，p 1是主导极点。因此，LNFL 的总环路增益为

$$ {T}_{\mathrm{LNFL}}\approx \frac{R_1{g}_{m,Q1}{r}_{o, MP8}+1/{g}_{m, MP8}} {R_1+{R}_{Trim\min g}+{R}_2}\frac{1+s/{z}_0}{\left(1+s/{p}_0\right)\left(1+ s/{p}_1\right)} $$ (11)

考虑到等式（2），等式（11）可以改写为，

$$ {T}_{\mathrm{LNFL}}\approx \frac{r_{o, MP8}\ln N+1/{g}_{m, MP8}}{R_1+{R}_{Trim\min g}+{R}_2}\frac{1+s/{z}_0}{\left(1+s/{p}_0\right)\left(1+s/{p}_1\right)} $$ (12)

其中 z 0 ≈ g 米 , MP 8/[C 1(1 + 1/ ln N )]。由于 N =8 在建议的设计中，它使零，z 0，近似等于极点的两倍，p 1，可以将LNFL的环路带宽扩大两倍。

GSBL 由电流放大器、带隙内核和放大器组成，可以通过自偏置方式为整个电路提供偏置电流，并增强 PSRR 性能。 GSBL 的环路增益可由下式给出

$$ {T}_{\mathrm{GSBL}}\approx \frac{K\left(1/3{g}_{m, MP8}\Big\Vert 1/{g}_{m, MX}\ right)}{R_1+{R}_{Trim\min g}+{R}_2} $$ (13)

其中 g 米 , MX 是晶体管M的跨导十、晶体管M的主要作用 X 是降低 V 处的等效阻抗 REF 具有方便的环路补偿功能。 T 建议设计中将GSBL设置为小于1，可以避免振荡。

在LNFL和GSBL的帮助下，产生的参考电压V的稳定性 REF，可以大大提高。

建议参考电压的 PSRR

为了简化所提出电路的 PSRR 计算，参考电压供电部分的等效电阻 V 参考 , 首先计算。这部分的计算图如图3[16]所示。

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Req计算图

图 4a 显示了电路支路 1、2 等效电阻计算的小信号模型，其中电流 I 1 和 I 2 流程分别如图 3 所示。那么，等效电阻 R 均衡 1,2，可以表示为

$$ {R}_{eq1,2}\approx \frac{3{R}_{eq,4}{r}_{o,Q1}}{3{g}_{m,Q1}{r} _{o,Q1}\left({R}_T+{R}_1+{r}_{o,Q3}\right)+{g}_{m,Q1}{R}_1{r}_{o, Q1}+3{R}_{eq,4}} $$ (14)

其中 g 米 ,问 1 和 r o ,问 1分别为Q1的跨导和输出电阻； R 均衡 4 是带有 I 的分支的等效电阻 4、由于图2中MP6的栅极电压是由MP7的漏极电压决定的，因此还需要计算节点M的电源噪声衰减（PSNA），可以由下式给出

$$ {V}_M=\Delta {V}_{ref}+\frac{g_{m,Q1}{R}_1{r}_{o,Q2}}{2{g}_{m, MP7 }\left({r}_{o,Q2}+{r}_{o, MP8}\right){R}_{eq4}}\Delta {V}_{ref}\approx \Delta {V} _{ref} $$ (15)

其中 r o ,MP 8 和 r o ,问 2分别为MP8和Q2的输出电阻； g 米 ,MP 7是MP7的跨导。如等式 (15) 所述，电源噪声对 MP6 的源极-栅极电压几乎没有影响。这使得 MP6 充当高阻抗，r o ,MP 6，将噪声影响与放大器和带隙核心部件分开。

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Req 的小信号模型。一 Req1,2 计算图。 b Req3 计算图。 c Req4计算图

I分支的等效电阻图 3 中的 3 可由图 4b 推导出，可表示为

$$ {R}_{eq3}\approx \frac{6{R}_{eq,4}}{g_{m, mx}\left[3{g}_{m,Q1}{r}_{ o,Q1}\left({R}_T+{R}_1+{r}_{o,Q3}\right)+3{R}_{eq,4}+{g}_{m,Q1}{r }_{o,Q1}{R}_1\right]} $$ (16)

其中 g 米 ,Mx 是 Mx 的跨导。具有I的支路等效电阻小信号模型图3中的图4如图4c所示，即，

$$ {R}_{eq4}\approx 1/{g}_{m,Q5}+{R}_1+{R}_T+1/{g}_{m,Q4}+{R}_2 $$ (17)

因此，图3中放大器和带隙核心部分的小信号等效电阻为

$$ {R}_{eq}={R}_{eq1,2}\left\Vert {R}_{eq3}\right\Vert {R}_{eq4} $$ (18)

因此，建议的参考电压的总 PSRR 可以在图 5 中说明。PSRR 可以由下式给出

$$ \frac{\Delta {V}_{ref}}{\Delta {V}_{CC}}\approx \frac{6{R}_{eq,4}}{g_{m, mx}{ g}_{m, mp3}{r}_{o, mp3}{r}_{o, mp6}\left[3{g}_{m,Q1}{r}_{o,Q1}\left ({R}_T+{R}_1+{r}_{o,Q3}\right)+3{R}_{eq,4}+{g}_{m,Q1}{r}_{o,Q1 {R}_1\right]} $$ (19)

由于 g 米 r o>> 1一般有效，电源噪声对产生的参考电压的影响被大大抑制。

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PSRR的小信号模型

结果与讨论

参考电压采用 180 nm BCD 工艺，其布局如图 6 所示，占用 0.05690 mm² 活动区域。

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建议电路布局

模拟的启动波形如图 7 所示，它说明了电源电压建立的瞬态过程。当电源电压小时，整个参考电路没有完全工作，这意味着启动支路电流很小，参考电压保持为零。随着电源电压的升高，产生的参考电压首先稳定在2V左右 BE 是由于图 2 中放大器部分的异常操作。当电源电压增加到高于建议的 BGR 所需的最小电源电压时，核心运算放大器开始工作，并且参考电压迅速稳定在所需值。此外，启动电流随着所需的参考电压下降到零，而建议的 SBCS 用 GSBL 代替电流供应。启动电路的功耗占芯片功耗的一小部分。

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推荐电压基准的启动瞬态特性

产生的参考电压的温度特性，V 参考，如图 8 所示。 V 的电压变化参考在−55 °C ~ 125 °C 的范围内为 11.3 mV，TC 达到 25 ppm/°C。

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产生的参考电压的温度依赖性

图 9 展示了参考输出电压的线路灵敏度 (LS)。建议的 BGR 可以在 3 V 电源电压下成功建立，并且 V 参考在 3 -5 V 电源电压范围内，变化为 0.2 mV。这意味着实现了 0.08‰/V 的良好 LS。

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产生的参考电压的供应依赖性

改进后的 PSRR 性能如图 10 所示，其 PSRR 为 76 dB，与等式（19）中的理论结果在低频和 46 dB 以上（高达 1 MHz）一致。

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建议参考电压的 PSRR 特性

传统的二进制修整方法适用于所提出的 BGR，它对 R 采用 8 位修整修剪。这可以实现 9 mV/LSB 的微调步骤。表 1 显示了在 3 -5 V 电源电压和 -55 至 125 °C 温度范围下，在不同工艺拐角（包括典型、慢速和快速情况）下调整后的基准电压源的性能。如表1所示，温漂在0.6%以内，LS在0.12‰/V以下，PSRR在71 dB@10 Hz以上。

表 2 给出了建议的电压参考的特性总结以及与一些先前报告的电压参考的比较。由于建议的电压基准旨在实现高电源稳定性，因此本文中没有使用高阶温度补偿。因此，[11,12,13] 的 TC 主要侧重于温度或功率优化方法，其 TC 小于所提出的电压参考的 TC。可以根据需要使用文献报道的曲率补偿方法进一步优化建议的电压参考的 TC。采用所提出的紧凑结构，LNFL 和 GSBL 同时实现了与温度无关的参考电压，具有表 2 中最佳的 PSRR 和 LS 性能。