自偏置带隙基准实现 180nm、80dB PSRR — 低功耗高精度温度补偿

摘要

本文提出一种改进的自偏置带隙基准 (BGR)，具有高电源纹波抑制比 (PSRR)。运算放大器构建反馈回路与正温度系数 (TC) 电压生成复用，以降低功耗，采用失调电压实现与绝对温度成正比 (PTAT) 电压。通过温度无关基准生成，同时实现两个反馈回路增强 PSRR，形成局部负反馈回路 (LNFL) 和全局自偏置回路 (GSBL)。该 BGR 在 180 nm BCD 工艺实现，结果显示：基准电压 2.506 V，-55 至 125°C 温度范围内 TC 为 25 ppm/°C。线性敏感度 (LS) 为 0.08 ‰/V。无滤波电容条件下，低频 PSRR 76 dB，1 MHz 以上仍超 46 dB。

引言

电压基准是电子系统核心模块，广泛用于医疗电子、电源管理、无线环境传感器、通信电路。随技术进步，芯片面积持续缩小，抗干扰能力要求提高，对电压基准结构优化和噪声免疫要求剧增，尤其在纳米级应用中。

传统带隙基准 (BGR) 电路需额外电路模块提供整个电路偏置电流，大幅增加面积和功耗。同时生成的偏置电流受温度影响大，影响基准电压温度系数 (TC)。已报道多种高阶补偿技术改善 TC，如分段曲率补偿、指数曲率补偿、基于漏电的平方根补偿 (LSRC) 等。传统 BGR 另一缺点是极易受外部环境影响，输出电压不稳定，这是本文关注重点。

电源纹波抑制比 (PSRR) 是衡量电压基准抗噪性能的重要参数。传统提升 PSRR 方案以芯片面积和功耗为代价，如额外放大器、长沟道晶体管、级联结构、额外增益级等。主动衰减器和阻抗适应补偿分别用于提升低频和高频 PSRR。Yue 等用级联电流镜增强 PSRR。体偏置和负反馈技术用于高 PSRR。

为解决上述问题，本文提出改进的自偏置 BGR 并增强 PSRR。同时实现两个反馈回路增强 PSRR，形成局部负反馈回路 (LNFL) 和全局自偏置回路 (GSBL)。同时实现整个 BGR 的自偏置电流源 (SBCS)。稳态下，通过 GSBL 实现 BGR 自供电，无需额外偏置电流模块和芯片面积。所提技术通过嵌入 GSBL 的电流放大器将电源电压与输出基准电压分离，有效提升 PSRR。此外，为防止输出电压不稳定，在输出电压端设计 LNFL 保持输出电压稳定。更进一步，温度稳定基准电压通过 LNFL 和 GSBL 以复用方式生成。这些方法实现了结构紧凑、电流消耗低的自偏置高 PSRR BGR。

方法

如图 1 所示，拟议 BGR 电路由启动电路、电流放大器、运算放大器和带隙基准核心组成。启动电路用于消除零退化点。放大器内置失调电压设为与绝对温度成正比 (PTAT) 电压，通过电阻 R1 实现 PTAT 电流。利用 R1 和 R2 上电压的正 TC，抵消 VBE(Q5) 和 VBE(Q4) 的负 TC，在节点 VREF 处获得温度稳定基准电压。同时在放大器帮助下形成 LNFL 改善性能。结合图 1 顶部的电流放大器，实现 GSBL 进一步提升 PSRR。拟议 BGR 详细实现见图 2。

启动电路

启动电路见图 2 左侧。启动阶段开始时，输出电压 VREF 处于低电平，使 MN8 和 MN9 截止。流过 MP1_1 的电流产生启动电流给 MP5，MP1_1 作为大电阻，长宽比极小。VREF 电压由启动电流逐渐充电。当 VREF 电压超过带隙核心部分最低工作电压，放大器偏置电流产生，驱动 BGR 到达期望工作点。同时 MN8 和 MN9 逐渐导通，将 MP5 供电电流切换为带隙核心产生的自偏置电流。启动完成后，启动电流不关闭，以便基准电压因某些原因下降时重新调整。

SBCS 发生器

拟议 BGR 中有两个 SBCS 回路，有助于性能增强。第一个位于放大器尾部电流。通过 Q4 的 PTAT 电流镜像到 Q3。但 Q4 电流由电阻 R1 两端电压决定，该电压钳位在放大器输入失调电压。因 MP7 和 MP8 长宽比相同，放大器输入失调电压可表示为：

$$ V_{OS} = V_T \ln N $$ (1)

其中 N 为 Q1 和 Q2 面积比，VT 为热电压。因此放大器和带隙核心部分电流为 PTAT 电流，可由下式给出：

$$ I_{R1} = V_T \ln N / R_1 $$ (2)

带隙基准核心电流镜像到放大器作为尾部电流，形成第一个自偏置回路。

第二个 SBCS 回路由电流放大器组成。公式 (2) 所示 PTAT 电流经 MP7 和 MP6 电流镜像到电流放大器。电流 I 被放大 K 倍作为电流源注入节点 VREF，可描述为：

$$ K = k_1 k_2 $$ (3)

其中 k1 = SMN6/SMN7，k2 = SMP3/SMP2，Si 为晶体管 i 长宽比。因此电流 KI 重新注入放大器和带隙核心部分，构成第二个自偏置回路。

为保证低功耗正常工作，电流 KI 应略大于放大器和带隙核心最小电流需求。设计中 MP6、MP7、MP8 电流设为同一水平 I。带隙核心电流为 2I。因此关系 6 ≥ K > 5 应满足。

VREF 发生电路

VREF 发生电路见图 2 右侧，由放大器和带隙核心组成。如式 (2) 所示，放大器 PTAT 失调电压通过 SBCS 回路复用。这使流过 R1、R2 和 RTrimming 的电流为 PTAT 电流，用于 Q4 和 Q5 负 TC 的温度补偿。生成的基准电压 VREF 可表示为：

$$ V_{REF} = 2V_{BE} + \left(1 + \frac{R_2 + R_{Trimming}}{R_1}\right) V_T \ln N $$ (4)

通过调整 (R2 + RTrimming)/R1 比例，可实现低温漂的温度补偿基准电压。

反馈

在放大器和带隙核心建立 LNFL，由两个小 LNFL 组成。第一个环路1：从放大器输入到 VREF，反馈到放大器输入。第二个环路2：从 VREF 经带隙核心到放大器尾部电流，反馈到 VREF。对环路1，放大器输入处存在正反馈和负反馈双重局部回路。正反馈回路由 Q5、R2、R1、Q1、MP8、MX 组成。负反馈回路由 Q5、R2、Q2、MX 组成。正负反馈回路增益推导为：

$$ A_{V,PF} = \frac{R_{Trimming}}{R_1 + R_{Trimming} + R_2} g_{m,Q1} r_{o,MP8} $$ (5)

$$ A_{V,NF} = \frac{R_1 + R_{Trimming}}{R_1 + R_{Trimming} + R_2} g_{m,Q2} r_{o,MP8} $$ (6)

其中 gm,Q1 为 Q1 跨导，ro,MP8 为 MP8 输出电阻，Q1 和 Q2 gm 近似相等。因负反馈回路效应强于正反馈，环路1表现为反馈回路，其环路特性可表示为：

$$ T_{loop1} \approx \frac{R_1}{R_1 + R_{Trimming} + R_2} g_{m,Q1} r_{o,MP8} $$ (7)

$$ p_0 \approx \frac{1}{r_{o,MP8} C_1} $$ (8)

其中 p0 为主极点。环路2性能可由下式给出：

$$ T_{loop2} \approx \frac{1/g_{m,MP8}}{R_1 + R_{Trimming} + R_2} $$ (9)

$$ p_1 \approx \frac{g_{m,MP8}}{C_1} $$ (10)

其中 gm,MP8 为 MP8 跨导，p1 为主极点。结果，LNFL 总环路增益为：

$$ T_{LNFL} \approx \frac{R_1 g_{m,Q1} r_{o,MP8} + 1/g_{m,MP8}}{R_1 + R_{Trimming} + R_2} \frac{1 + s/z_0}{(1 + s/p_0)(1 + s/p_1)} $$ (11)

考虑式 (2)，式 (11) 可重写为：

$$ T_{LNFL} \approx \frac{r_{o,MP8} \ln N + 1/g_{m,MP8}}{R_1 + R_{Trimming} + R_2} \frac{1 + s/z_0}{(1 + s/p_0)(1 + s/p_1)} $$ (12)

其中 z0 ≈ gm,MP8 / [C1 (1 + 1/ln N)]。设计中 N=8，使零点 z0 接近极点 p1 两倍，可将 LNFL 环路带宽扩展两倍。

GSBL 由电流放大器、带隙核心和放大器组成，以自偏置方式为整个电路提供偏置电流，增强 PSRR 性能。GSBL 环路增益可由下式给出：

$$ T_{GSBL} \approx \frac{K (1/3 g_{m,MP8} \parallel 1/g_{m,MX})}{R_1 + R_{Trimming} + R_2} $$ (13)

其中 gm,MX 为晶体管 MX 跨导。MX 主要作用是降低 VREF 处等效阻抗，便于环路补偿。设计中 TGSBL 设为小于 1 以避免振荡。

在 LNFL 和 GSBL 帮助下，生成的基准电压 VREF 稳定性大幅提升。

拟议电压基准的 PSRR

为简化拟议电路 PSRR 计算，首先计算由基准电压 VREF 供电部分的等效电阻。计算图见图 3。

图 4a 显示图 3 中电流 I1 和 I2 流过的电路分支 1、2 的小信号模型。等效电阻 Req1,2 可表示为：

$$ R_{eq1,2} \approx \frac{3 R_{eq,4} r_{o,Q1}}{3 g_{m,Q1} r_{o,Q1} (R_T + R_1 + r_{o,Q3}) + g_{m,Q1} R_1 r_{o,Q1} + 3 R_{eq,4}} $$ (14)

其中 gm,Q1 和 ro,Q1 为 Q1 跨导和输出电阻；Req,4 为 I4 分支等效电阻。因图 2 中 MP6 栅极电压由 MP7 漏极电压决定，节点 M 处电源噪声衰减 (PSNA) 也需计算：

$$ V_M = \Delta V_{ref} + \frac{g_{m,Q1} R_1 r_{o,Q2}}{2 g_{m,MP7} (r_{o,Q2} + r_{o,MP8}) R_{eq4}} \Delta V_{ref} \approx \Delta V_{ref} $$ (15)

其中 ro,MP8 和 ro,Q2 为 MP8 和 Q2 输出电阻；gm,MP7 为 MP7 跨导。式 (15) 表明电源噪声对 MP6 源栅极电压影响极小。这使 MP6 表现为高阻抗 ro,MP6，将噪声影响从放大器和带隙核心部分分离。

图 3 中 I3 分支等效电阻由图 4b 推导：

$$ R_{eq3} \approx \frac{6 R_{eq,4}}{g_{m,Mx} [3 g_{m,Q1} r_{o,Q1} (R_T + R_1 + r_{o,Q3}) + 3 R_{eq,4} + g_{m,Q1} r_{o,Q1} R_1]} $$ (16)

其中 gm,Mx 为 Mx 跨导。图 3 中 I4 分支小信号模型见图 4c：

$$ R_{eq4} \approx 1/g_{m,Q5} + R_1 + R_T + 1/g_{m,Q4} + R_2 $$ (17)

因此图 3 中放大器和带隙核心部分小信号等效电阻为：

$$ R_{eq} = R_{eq1,2} \parallel R_{eq3} \parallel R_{eq4} $$ (18)

拟议电压基准总 PSRR 可如图 5 所示。PSRR 可由下式给出：

$$ \frac{\Delta V_{ref}}{\Delta V_{CC}} \approx \frac{6 R_{eq,4}}{g_{m,Mx} g_{m,MP3} r_{o,MP3} r_{o,MP6} [3 g_{m,Q1} r_{o,Q1} (R_T + R_1 + r_{o,Q3}) + 3 R_{eq,4} + g_{m,Q1} r_{o,Q1} R_1]} $$ (19)

因 gm ro >> 1 通常成立，电源噪声对生成基准电压影响被大幅抑制。

结果与讨论

电压基准在 180 nm BCD 工艺实现，布局见图 6，有源面积 0.05690 mm²。

图 7 显示模拟启动波形，展示电源电压建立时的瞬态过程。电源电压小时，整个基准电路未完全工作，启动分支电流极小，基准电压维持零。随电源电压上升，生成基准电压首先稳定在约 2VBE，因图 2 中放大器部分异常工作。当电源电压超过拟议 BGR 最小所需电压，核心运算放大器开始工作，基准电压迅速稳定在期望值。此外，启动电流随期望基准电压降至近零，拟议 SBCS 通过 GSBL 取代电流供应。启动电路功耗仅占芯片功耗小部分。

生成基准电压 VREF 温度特性见图 8。-55°C ~ 125°C 范围内 VREF 电压变化 11.3 mV，实现 25 ppm/°C TC。

图 9 展示基准输出电压线性敏感度 (LS)。拟议 BGR 在 3 V 以上电源电压成功建立，3-5 V 供电下 VREF 变化 0.2 mV，实现良好 LS 0.08‰/V。

改进 PSRR 性能见图 10，低频 PSRR 76 dB 与式 (19) 理论结果一致，1 MHz 以上仍超 46 dB。

传统二进制修调法适用于拟议 BGR，采用 8 位修调 RTrimming，可实现 9 mV/LSB 修调步长。表 1 显示修调后电压基准在 3-5 V 供电、-55 至 125°C 温度范围、不同工艺角 (典型、慢、快) 下性能。表 1 显示温度漂移在 0.6% 内，LS 低于 0.12‰/V，PSRR 高于 71 dB@10 Hz。

表 2 给出拟议电压基准特性总结及与先前报道电压基准对比。因拟议基准旨在高电源稳定性，未采用高阶温度补偿。因此专注于温度或功耗优化的文献 [11,12,13] TC 小于拟议基准。拟议基准 TC 可结合文献报导曲率补偿法进一步优化。凭借紧凑结构，LNFL 和 GSBL 与温度无关基准电压同时实现，在表 2 中具有最佳 PSRR 和 LS 性能。

结论

本文提出紧凑自偏置高 PSRR BGR。PTAT 电压由非对称输入失调电压运算放大器实现，叠加负温度电压生成基准输出电压。同时利用相同部件实现 LNFL 和 GSBL 两个反馈回路实现温度稳定性，降低结构复杂度。实现了供电电流自给自足和电源敏感度改善，具有高 PSRR。

数据与材料可用性

本研究期间生成或分析的所有数据均包含在已发表文章中。

缩略语

BGR:

带隙基准

PSRR:

电源纹波抑制比

TC:

温度系数

PTAT:

与绝对温度成正比

LNFL:

局部负反馈回路